www.chms.ru - вывоз мусора в Балашихе 

Динамо-машины  Сигналы и спектры 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233 234 235 236 237 238 239 240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252 253 254 255 256 257 258 259 260 261 262 263 264 265 266 267 268 269 270 271 272 273 274 275 276 277 278 279 280 281 282 283 284 285 286 287 288 289 290 291 292 293 294 295 296 297 298 299 300 301 302 303 304 305 306 307 308 309 310 311 312 313 314 315 316 317 318 319 320 321 322 323 324 325 326 327 328 [ 329 ] 330 331 332 333 334 335 336 337 338 339 340 341 342 343 344 345 346 347 348 349 350 351 352 353 354 355 356 357 358

. hlt) = r {t)*ht) =

= s (t)*K(t)*hUt)= (15.53)

= RXt)*h,(t).

Здесь Rs{t) = s {t) * hjJs) - автокорреляционная функция s {t). Если s {i) предназначена для получения очень короткой (импульсного типа) автокорреляционной функции RJit), тогда ht(t) ~ hc(t). Далее, при использовании отсекающей функции w(t), hit) усекается до функции hM, которую уже можно обрабатывать численно. Временная длительность w(t), обозначаемая как L , должна быть достаточно большой для компенсации эффектов типичной ISI, введенной каналом. L образуется в результате двух вкладов, а именно: Lasi, соответствующий управляемой ISI, вызванной гауссовой фильтрацией полосового сигнала (который затем модулирует несущую согласно схеме MSK), и Lc, соответствующий вводимой каналом ISI, которая вызвана многолучевым распространением. Таким образом, L можно записать следующим образом:

Ео = icisi + с-

В системе GSM требуется обеспечить подавление искажений, вызванных дисперсией сигнала, имеющего разброс задержек порядка 15-20 мкс. Поскольку в GSM длительность бита составляет 3,69 мкс, L можно выразить в единицах битовых интервалов. Следовательно, эквалайзер Витерби, применяемый в системе GSM, обладает памятью от 4 до 6 битовых интервалов. На каждом интервале L бит задача эквалайзера Витерби состоит в нахождении наиболее правдоподобной последовательности, длиной L бит, среди 2 deg; возможных, которые могли быть переданы. Определение наиболее правдоподобной L -6HTOBoft последовательности, которая могла быть передана, требует создания 2 deg; значащих опорных сигналов путем модификации (или искажения) 2 deg; идеальных сигналов (генерируемых приемником) таким образом, как канал искажает передаваемый слот. Следовательно, 2 raquo; опорных сигналов сворачиваются с усеченной оценкой импульсной характеристики канала hM с целью генерации искаженных или своего рода подогнанных под канал опорных сигналов. Затем подкорректированные сигналы сравниваются с принятыми информационными сигналами для расчета метрик. Отметим, что перед сравниванием принятые данные сворачиваются с известной усеченной автокорреляционной функцией w(t)Rs(t), преобразовывая ее подобно опорным сигналам. Такой фильтрованный сигнал сообщения сравнивается с 2 deg; возможными подкорректированными опорными сигналами, причем способ получения метрик подобен способу, использованному в алгоритме декодирования Витерби (Viterbi decoding algorithm - VDA). Алгоритм VDA дает максимально правдоподобную оценку переданной последовательности данных [34].

Отметим, что в больщинстве методов выравнивания для компенсации неоптимальных свойств hcit) применяются фильтры, т.е. выравнивающие фильтры пытаются модифицировать искаженные формы импульсов. В то же время эквалайзер Витерби работает иным образом. Он включает измерение hdt), а затем предоставляет способ подгонки приемника под среду канала. Целью такой подгонки является попытка помочь детектору в оценке искаженной последовательности импульсов. При наличии эквалайзера Витерби искаженные выборки не меняют формы и не компенсируются прямо каким-либо иным методом; приемник не подавляет сигнал, он перестраивается таким образом, что становится способен к более эффективной обработке искаженных фрагментов.

15 У Ппмпп-wPuiMaЛг gt;гм Ло г. rrKrKrtirt...------------------



15.7.2. RAKE-приемник в системах с расширением спектра методом прямой последовательности

Стандарт IS-95 определяет систему сотовой связи DS/SS, в которой для разнесения путей распространения используется RAKE-приемник (RAKE receiver) [35-37]. Данный приемник изучает различные многолучевые задержки на предмет кодовой корреляции, потом соответствующим образом восстанавливает задержанные сигналы, которые затем оптимально сочетаются с выходом других независимых корреляторов. На рис. 15.25 показаны профили мощности сигнала, соответствующие пяти передачам элементарных сигналов кодовой последовательности 10 1 1 1, причем моменты наблюдения обозначены как - для самого раннего наблюдения п to - для самого позднего. На осях абсцисс показаны три компонента, поступающих с задержками ti, Тг и Тз. Полагается, что интервалы между моментами передачи t, и интервалы между моментами задержек т, равны по длительности одному элементарному сигналу. Отсюда можно сделать вывод, что компонент, поступающий на приемник в момент с задержкой Тз, совпадает по времени с двумя другими компонентами, а именно: поступающими в моменты f 3 и f-2 с задержками Тг и ti, соответственно. Поскольку в этом примере задержанные компоненты разделены, по крайней мере, временем одного элементарного сигнала, то их можно разрещить. В приемнике должен быть блок зондирования, предназначенный для оценки времени задержки т,. Следует отметить, что для мобильных наземных систем радиосвязи скорость замирания относительно низка (порядка миллисекунд) или, иначе говоря, когерентность канала довольно высока по сравнению с длительностью элементарного сигнала (ТЬ gt; Гн). Таким образом, изменения т, проявляются достаточно слабо, чтобы приемник успел подстроиться к ним.

Многолучевое расширение

Время

передачи

одного

Время элементарного

передачи, t сигнала

Переданная кодовая последовательность

-д Д-


--= t-3 Время задержки, t

Время передачи одного

элементарного сигнала

Ввод Ввод Ввод

элементарных элементарных элементарных f

сигнвлов сигналов сигналов в коррелятор 1 в коррелятор 2 в коррелятор 3

Рис. 15.25. Принимаемые элементарные сигналы в трехкомпонентном RAKE-приемнике

После оценки задержек т, для восстановления каждого разрещимого многолучевого компонента используется отдельный коррелятор. В данном примере подразумевается три таких коррелятора, каждый из которых будет обрабатывать запаздывающую версию



одной и той же последовательности элементарных сигналов 10111. На рис. 15.25 каждый коррелятор принимает элементарные сигналы с профилем мощности, представляющим собой последовательность компонентов, расположенную вдоль диагональной линии. Для простоты все элементарные сигналы показаны как положительные сигнальные посылки. В действительности эти элементарные сигналы образуют шумоподобную последовательность, которая, конечно, содержит и положительные, и отрицательные импульсы. Каждый из корреляторов пытается скоррелировать эти поступающие элементарные сигналы с таким же соответствующим образом синхронизированным псевдослучайным кодом. В конце символьного интервала (как правило, на один символ приходится сотни или даже тысячи элементарных сигналов) выходы корреляторов когерентно объединяются, после чего принимается рещение относительно значения принятого символа. На рис. 15.26 показано фазовое вращение компонентов (F,), выполняемое RAKE-приемником для облегчения когерентного объединения сигналов. На уровне элементарных сигналов RAKE-приемник подобен эквалайзеру, но его действительная функция заключается в разнесении путей распространения.


Оптимальная когерентная схема включает следующее

Поворот фазы указателей F,

Масштабирование согласно интенсивности сигнала

F1 F2 Fs

Рис. 15.26. Когерентное объединение многолучевых вкладов в РЛКЕ-приемнике

Способность систем DS/SS к подавлению помех основывается на том, что кодовая последовательность, поступающая на приемник со сдвигом по времени лишь на один элементарный сигнал, будет иметь очень низкую корреляцию с конкретным псевдослучайным кодом, с которым коррелировала исходная последовательность. Следовательно, любые кодовые элементарные сигналы, запаздывающие на один или более элементарных интервалов, будут подавляться коррелятором. Задержанные элементарные сигналы всего лишь вносят вклад в юзрастание уровня интерференции (корреляционных боковых лепестков). Подавление, которое осуществляет RAKE-приемник, можно назвать разнесением путей распространения, так как он осуществляет объединение энергии элементарных сигналов, которые поступают по многим путям распространения. Без RAKE-приемника эта энергия была бы потеряна ддя приемника DS/SS. Если на рис. 15.25 обратить внимание на картину над точкой Тз, можно сделать вывод, что существует интерференция между

Ш 7 Пг



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233 234 235 236 237 238 239 240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252 253 254 255 256 257 258 259 260 261 262 263 264 265 266 267 268 269 270 271 272 273 274 275 276 277 278 279 280 281 282 283 284 285 286 287 288 289 290 291 292 293 294 295 296 297 298 299 300 301 302 303 304 305 306 307 308 309 310 311 312 313 314 315 316 317 318 319 320 321 322 323 324 325 326 327 328 [ 329 ] 330 331 332 333 334 335 336 337 338 339 340 341 342 343 344 345 346 347 348 349 350 351 352 353 354 355 356 357 358